Ламповый стереофонический усилитель Уильямсона

Блок-схема лампового стереофонического усилителя.

Каждый канал усилителя выполнен по "классической" трёхкаскадной схеме, предложенной Уильямсоном в 1947м году: первый каскад - предварительный усилитель с регулировками громкости, тембра и баланса, второй каскад - фазоинвертор и третий каскад - двухтактный усилитель мощности (класс АВ), работающий в ультралинейном режиме.

Блок-схема усилителя представлена на рис. 1.

Блок-схема лампового стереофонического усилителя

Рис. 1. Блок-схема лампового стереофонического усилителя.

Регулятор громкости.

В качестве регулятора громкости использован тонкомпенсированный регулятор, схема которого приведена на рис. 2.

Схема регулятора громкости

Рис. 2. Схема регулятора громкости.

Регулирование громкости осуществляется резистором R8, имеющим логарифмическую характеристику.

Коррекция частотных характеристик в области низких частот осуществляется цепями R2 C2 и R4 C3, а в области высоких частот цепью R7 C4.

К особенностям данной схемы следует отнести то, что в крайнем нижнем (по схеме) положении регулятора громкости, на выходе тем не менее, будет присутствовать входной сигнал, т.е. громкость не получиться уменьшить до нуля.

Анализ схемы.

Целью анализа является расчётное построение амплитудно-частотных характеристик регулятора в зависимости от угла поворота резистора регулятора громкости (R8). Для этого необходимо заменить данную схему эквивалентным четырёхполюсником, для которого посчитать отношение между входным и выходным напряжением.

Схема замещения тонкомпенсированного регулятора громкости представлена на рис. 3.

Схема замещения регулятора громкости

Рис. 3. Схема замещения регулятора громкости.

где:

Z0 = 1/(ω x C1)
Z1 = R1
Z2 = R2 + 1/(ω x C2)
Z3 = R3
Z4 = R4 x 1/(ω x C3)
Z5 = R5
Z6 = R6
Z7 = αR8 x (R7 + 1/(ω x C4)) / (αR8 + R7 + 1/(ω x C4))
Z8 = (1-α)R8

ω = 2 x π x f

α = 0 ... 1 - коэффициент, пропорциональный углу поворота регулятора громкости. Среднее положение регулятора громкости соответствует α = 0.5.

Преобразование схемы замещения к эквивалентному четырёхполюснику.

Заменим звезду соротивлений Z1 Z2 Z3 треугольником Z12 Z13 Z23 (см. рис. 4.).

Z12 = Z1 + Z2 + Z1 x Z2 / Z3
Z13 = Z1 + Z3 + Z1 x Z3 / Z2
Z23 = Z2 + Z3 + Z2 x Z3 / Z1

Заменим звезду соротивлений Z6 Z7 Z8 треугольником Z67 Z68 Z78 (см. рис. 4.).

Z67 = Z6 + Z7 + Z6 x Z7 / Z8
Z68 = Z6 + Z8 + Z6 x Z8 / Z7
Z78 = Z7 + Z8 + Z7 x Z8 / Z6

Преобразование схемы замещения к эквивалентному четырёхполюснику

Рис. 4. Преобразование схемы замещения к эквивалентному четырёхполюснику.

Объединим резисторы Z12 и Z78, а так же резисторы Z23 и Z4 (см. рис. 5.).

Z72 = Z12 x Z78 / (Z12 + Z78)
Z43 = Z23 x Z4 / (Z23 + Z4)

Преобразование схемы замещения к эквивалентному четырёхполюснику

Рис. 5. Преобразование схемы замещения к эквивалентному четырёхполюснику.

Заменим звезду соротивлений Z13 Z43 Z5 на треугольник Z51 Z52 Z53 (см. рис. 6.).

Z51 = Z13 + Z43 + Z13 x Z43 / Z5
Z52 = Z13 + Z5 + Z13 x Z5 / Z43
Z53 = Z43 + Z5 + Z43 x Z5 / Z13

Преобразование схемы замещения к эквивалентному четырёхполюснику

Рис. 6. Преобразование схемы замещения к эквивалентному четырёхполюснику.

Объединим резисторы Z72 и Z51, Z67 и Z52, Z68 и Z53 (см. рис. 7.).

Z81 = Z72 x Z51 / (Z72 + Z51)
Z82 = Z52 x Z67 / (Z52 + Z67)
Z83 = Z53 x Z68 / (Z53 + Z68)

Преобразование схемы замещения к эквивалентному четырёхполюснику

Рис. 7. Преобразование схемы замещения к эквивалентному четырёхполюснику.

заменим треугольник соротивлений Z81 Z82 Z83 на звезду Z812 Z813 Z823 (см. рис. 8.).

Z823 = Z82 х Z83/(Z81 + Z82 + Z83)
Z812 = Z81 x Z82/(Z81 + Z82 + Z83)
Z813 = Z81 x Z83/(Z81 + Z82 + Z83)

Преобразование схемы замещения к эквивалентному четырёхполюснику

Рис. 8. Преобразование схемы замещения к эквивалентному четырёхполюснику.

Объединим резисторы Z0 и Z812 (см. рис. 9.).

Z810 = Z0 + Z812

Преобразование схемы замещения к эквивалентному четырёхполюснику

Рис. 9. Преобразование схемы замещения к эквивалентному четырёхполюснику.

Таким образом, получен Т-образный четырёхполюсник, эквивалентный схеме замещения тонкомпенсированного регулятора громкости.

Принимая во внимание, что нагрузкой регулятора является сетка первой лампы каскада предварительного усиления, будем считать ток через резистор Z823 равным нулю. Таким образом:

Входное сопротивление Zвх = Z810 + Z813.

Входной ток Iвх = Uвх / Zвх = Uвх / (Z810 + Z813).

Выходное напряжение Uвых = Iвх х Z13 = Uвх x Z813 / (Z810 + Z813)

Коэффициент передачи регулятора К = Uвых / Uвх = Z813 / (Z810 + Z813) = (Z81 x Z83 / (Z81 + Z82 + Z83)) / (Z0 + Z81 x (Z82 + Z83) / (Z81 + Z82 + Z83)).

Таблица зависимости коэффициента передачи регулятора от частоты входного сигнала и угла поворота резистора регулятора громкости.

Семейство расчётных АЧХ регулятора приведены на рис. 10.

Семейство расчётных АЧХ регулятора громкости

Рис. 10. Семейство расчётных АЧХ регулятора громкости.

Таблица результатов измерений зависимости коэффициента передачи регулятора от частоты входного сигнала и угла поворота резистора регулятора громкости.

Семейство измеренных АЧХ для регуляторов левого и правого каналов тонкомпенсированного регулятора громкости приведены на рис. 11 и 12.

Семейство расчётных АЧХ регулятора громкости

Рис. 11. Семейство измеренных АЧХ регулятора громкости (левый канал).

Семейство расчётных АЧХ регулятора громкости

Рис. 12. Семейство измеренных АЧХ регулятора громкости (правый канал).

Ослабление, вносимое регулятором громкости по результатам измерений при максимальной громкости
f, HzU вх, VU вых, VKоэффициент ослабления
108793170.36
209785080.52
4010146600.65
8010257190.70
10010277220.70
2009897200.73
4009837350.75
8009857420.75
10009837420.75
20009847270.74
40009937090.71
800010406970.67
1000010356870.66
1200010486880.66
1400010376740.65
1600010386670.64
1800010356550.63
2000010196360.62

Ослабление, вносимое регулятором при максимальной громкости

Рис. 13. Ослабление, вносимое регулятором при максимальной громкости.

Номиналы деталей тонкомпенсированного регулятора громкости (два канала).

детальописаниекол-во
1R-VA2X1MAПотенциометр логарифмический сдвоенный 1000 кΩ1
2R-A1KРезистор углеродистый 1 кΩ 0.5 W2
3R-A10KРезистор углеродистый 10 кΩ 0.5 W4
4R-A100KРезистор углеродистый 100 кΩ 0.5 W4
5R-A470KРезистор углеродистый 470 кΩ 0.5 W2
6R-A680KРезистор углеродистый 680 кΩ 0.5 W2
7C-UD1-630Конденсатор полипропиленовый 0.1 µF x 630 V2
8C-UD01-630Конденсатор полипропиленовый 0.01 µF x 630 V2
9C-SM47Конденсатор 47 pF2
10C-FT1-250Конденсатор металлизированный полипропиленовый 1.0 µF х 250 V2

Регуляторы тембра.

В качестве регуляторов тембра использована схема, описанная в журнале «Радио» № 1 за 1969 год (стр. 40-41)

Расчётная схема регулятора тембра

Рис. 14. Расчётная схема регулятора тембра.

Расчёт регуляторов тембра.

Необходимо задаться коэффициентом изменения частотной характеристики в области высоких и низких частот Мв = ±15 dB, Мн = ±15 dB (полный коэффициент изменения частотной характеристики в области высоких частот Мв полн. = 30 dB, низких частот Мн полн. = 30 dB), а так же величинами регулировоченых резисторов низких и высоких частот Rн = Rв = 1000 кΩ. Граница корректируемой области низких частот fн = 30 Hz, граница корректируемой области высоких частот fв = 15000 Hz.

При выборе величин регулировочных резисторов необходимо учитывать тот факт, что регулятор тембра является сеточным сопротивлением для следующего каскада усиления - Rc и влияет на коэффициент усиления предыдущего каскада усиления:

К = μ * Ra′ / (Ri + Ra′),

где:

Rа′ = Rа * Rc / (Rа + Rc).
Rа - анодное сопротивление лампы
Rс - сеточное сопротивление лампы
Ri - внутреннее сопротивление лампы

Максимальный коэффициент коррекции частотной характеристики в области низких частот будет равен:

Nн мах = SQRT(2 х 10(Мн макс/10) – 1) = Кн мах / Кн0,

где:

Кн0 – коэффициент передачи регулятора в некорректируемой области частот.

Кн мах / Кн0 = SQRT(2 х 10(15/10) – 1) = 7.89.

Полный коэффициент коррекции частотной характеристики в области низких частот будет равен:

Nн полн = SQRT(2 х 10(Мн полн/10) – 1) = Кн мах / Кн мин,

где:

Кн мах – максимальный коэффициент передачи регулятора в области низких частот, Кн мин – минимальный коэффициент передачи регулятора в области низких частот.

Кн мах / Кн мин = SQRT(2 х 10(30/10) – 1) = 44.7.

Принимая во внимание, что:

Кн0 = R2 / (R1 + R2) = 1 / (1 + α),

где α = R1 / R2.

Кн мах = (Rн + R2) / (Rн + R1 + R2) = (1 + β) / (1 + β + α),

Кн мин = R2 / (Rн + R1 + R2) = 1 / (1 + β + α),

где β = Rн / R2.

и зная соотношения Кн мах / Кн0 и Кн мах / Кн мин, а так же величины Rн и Rв, можно вывести выражения для R1 и R2.

Кн мах / Кн мин = 1 + β = 1 + Rн / R2, откуда β = Кн мах / Кн мин - 1 = 43.7.

R2 = Rн / β = 1000 / 43.7 = 22.9 кΩ (22 кΩ).

Кн мах / Кн0 = (1 + β) х (1 + α) / (1 + β + α), откуда

α = ((Кн мах / Кн0) - 1) / (1 – ((Кн мах / Кн0) / (1 + β))) = (7.89 - 1)/(1 - 7.89/(1 + 43.7)) = 8.37.

R1 = α х R2 = 191 кΩ (200 кΩ).

Величины передаточных коэффициентов равны, соответственно:

Кн0 = 0.106 - коэффициент передачи в некорректируемой области частот
Кн мин = 0.019 - минимальный коэффициент передачи в области низких частот
Кн мах = 0.85 - максимальный коэффициент передачи в области низких частот

Ёмкость конденсатора Сн = 1 / (2 х π х fн х R2 х (Кн мах / Кн0)).

Для нижней граничной частоты 30 Гц: Сн = 1 / (2 х π х 30 х 22900 х 7.89) = 0.031 µF (33 nF).

Ёмкость конденсатора С1 = Сн/α = 0.031 / 8.37 = 0.0037 µF (3.3 nF).

Максимальный коэффициент коррекции частотной характеристики в области высоких частот будет равен:

Nв max = Кв мах / Кв0. Примем Кв0 = Кн0 = 1 / (1 + α) и Кв мах (β = 0) = 1, получим Nв max = 1 + α = 9.37.

Ёмкость конденсатора Св = Nв max / (2 х π х fв х R3), приняв R3 = 100 кΩ (этот резистор входит в цепь сопротивления утечки сетки лампы следующего каскада), получим:

Св = 9.37 / (2 х π х 15000 х 100000) = 0.000994 µF (1.0 nF).

С2=Св/α = 0.000994 / 8.37 = 0.000118 µF. (100 pF)

γ = Rв / R3 = 10.

Анализ схемы.

Целью анализа является расчётное построение амплитудно-частотных характеристик регулятора тембра в зависимости от угла поворота резисторов регулятора (Rн и Rв). Для этого необходимо заменить данную схему эквивалентным четырёхполюсником, для которого посчитать отношение между входным и выходным напряжением. Подобный анализ удобно проводить для низкочастотной и высокочастотной части регулятора тембра по отдельности исходя из предположения о невлиянии одной части регулятора на другую в границах области корректируемых частот.

Схема замещения низкочастотной части регулятора тембра представлена на рис. 15.

Схема замещения низкочастотной части регулятора тембра

Рис. 15. Схема замещения низкочастотной части регулятора тембра.

где:

Z1 = R1 + αRн || C1 = αRн x 1/(2 x π x f x C1) / (αRн + 1/(2 x π x f x C1)).

Z2 = R2 + (1-α)Rн || C2 = (1-α)Rн x 1/(2 x π x f x C2) / ((1-α)Rн + 1/(2 x π x f x C2)).

Z3 = R3.

Таблица зависимости коэффициента передачи регулятора от частоты входного сигнала и угла поворота резистора регулятора тембра низкой частоты.

Семейство расчётных АЧХ регулятора тембра низкой частоты приведены на рис. 16.

Семейство расчётных АЧХ регулятора регулятора тембра низкой частоты

Рис. 16. Семейство расчётных АЧХ регулятора регулятора тембра низкой частоты.

Схема замещения высокочастотной части регулятора тембра представлена на рис. 17.

Схема замещения высокочастотной части регулятора тембра

Рис. 17. Схема замещения высокочастотной части регулятора тембра.

где:

Z4 = βRв + 1/(2 x π x f x C3)

Z5 = (1-β)Rв + 1/(2 x π x f x C4)

Таблица зависимости коэффициента передачи регулятора от частоты входного сигнала и угла поворота резистора регулятора тембра высокой частоты.

Семейство расчётных АЧХ регулятора тембра низкой частоты приведены на рис. 18.

Семейство расчётных АЧХ регулятора регулятора тембра высокой частоты

Рис. 18. Семейство расчётных АЧХ регулятора регулятора тембра высокой частоты.

Объединённая схема замещения регуляторов тембра низких и высоких частот представлена на рис. 19.

Схема замещения регуляторов тембра низких и высоких частот

Рис. 19. Схема замещения регуляторов тембра низких и высоких частот.

преобразуем треугольник Z1 Z3 Z4 в звезду сопротивлений (см. рис. 20.).

Z14 = Z1 х Z4/(Z1 + Z3 + Z4)
Z13 = Z1 x Z3/(Z1 + Z3 + Z4)
Z34 = Z3 x Z4/(Z1 + Z3 + Z4).

Преобразование схемы замещения регуляторов тембра низких и высоких частот

Рис. 20. Преобразование схемы замещения регуляторов тембра низких и высоких частот.

Учитывая, что Z213 = Z13 + Z2, получим схему замещения, представленную на рис. 21.

Преобразование схемы замещения регуляторов тембра низких и высоких частот

Рис. 21. Преобразование схемы замещения регуляторов тембра низких и высоких частот.

Коэффициент передачи регулятора:\

К = Uвых / Uвх = Z213 x Z5 / (Z14 x (Z213 + Z34 + Z5) + Z213 x (Z34 + Z5)).

Эквивалентное сопротивление регулятора тембра по отношению ко входу:

Zвх = Z14 + (Z5 + Z34) * Z213 / (Z5 + Z34 + Z213).

Семейство расчётных АЧХ регулятора приведены на рис. 22.

Семейство расчётных АЧХ регулятора тембра

Рис. 22. Семейство расчётных АЧХ регулятора тембра.

Таблица результатов измерений зависимости коэффициента передачи регулятора от частоты входного сигнала и угла поворота резистора регуляторов тембра.

Семейство измеренных АЧХ для регуляторов тембра приведены на рис. 23.

Семейство измеренных АЧХ регулятора тембра

Рис. 23. Семейство измеренных АЧХ регулятора тембра.

График зависимости входного сопротивления регулятора тембра от частоты входного сигнала и угла поворота регуляторов низких и высоких частот приведен на рис. 24.

Входное сопротивление регулятора тембра

Рис. 24. Входное сопротивление регулятора тембра.

Поскольку регулятор тембра является сеточным сопротивлением для следующего каскада усиления и влияет на коэффициент усиления предыдущего каскада усиления, то рассчитанное изменение входного сопротивления покажет как будет меняться расчётный коэффициент усиления лампы предыдущего каскада.

На частоте 1000 Hz при среднем положении резисторов регуляторов (α = 0.5) эквивалентное сопротивление схемы (по отношению ко входу) Z = 245 кΩ.

Эквивалентное сопротивление схемы (по отношению ко входу) на постоянном токе меняется от R = 120 кΩ (при α = 1) до 1120 кΩ (при α = 0).

Схема регулятора тембра приведена на рис. 25.

Схема регулятора тембра

Рис. 25. Схема регулятора тембра.

Номиналы деталей регуляторов тембра (два канала).

детальописаниекол-во
1R-VA2X1MAПотенциометр логарифмический сдвоенный 1000 кΩ2
2R-A20KРезистор углеродистый 20 кΩ 0.5 W2
3R-A100KРезистор углеродистый 100 кΩ 0.5 W2
4R-A200KРезистор углеродистый 200 кΩ 0.5 W2
5C-PD0033-600Конденсатор полипропиленовый 0.0033 µF х 600 V2
6C-PD033-400Конденсатор полипропиленовый 0.033 µF х 400 V2
7C-D1000-2000Конденсатор керамический 1000 pF х 2000 V2
8C-D100-3000Конденсатор керамический 100 pF х 3000 V2

Предварительный усилитель

В качестве усилительной лампы в каскаде предварительного усилителя используется лампа 6н9с (6sl7).

Данные лампы 6н9с
ПараметерЗначение
Напряжение накала6.3 ± 0.6 V
Ток накала300 ± 50 mA
Напряжение анода номинальное (постоянное)250 V
Напряжение анода предельное (постоянное)275 V
Напряжение сетки номинальное (постоянное)-8 V
Ток анода2.3 ± 0.9 mA
Наибольшая мощность, рассеиваемая на аноде триода1.1 W
Крутизна характеристики (S)1.6 ± 0.4 mA/V
Внутреннее сопротивление (Ri)44000 Ω
Коэффициент усиления (μ)70 ± 15
Наибольшее сопротивление в цепи первой сетки500 кΩ
Емкость входная первого триода3.0 pF
Емкость входная второго триода3.4 pF
Емкость выходная первого триода3.8 pF
Емкость выходная второго триода3.2 pF
Емкость проходная первого триода2.8 pF
Емкость проходная второго триода2.8 pF

Расчёт усилительного каскада на триоде 6н9с.

Методика расчёта изложена в "Справочнике Радиоинженера" (Electronics Designers' Handbook) под редакцией Роберта Лэнди (Robert Landee) Донована Девиса (Donovan Davis) и Альберта Альбрехта (Albert Albrecht) стр 84 - 88.

Графический анализ усилительного каскада на триоде 6н9с (см. рис. 26.)

Графический анализ усилительного каскада на триоде 6н9с

Рис. 26. Графический анализ усилительного каскада на триоде 6н9с.

Построим линию анодной нагрузки для постоянного тока, определяющую разделение анодного напряжения между лампой (Ri) и сопротивлениями в анодной (Ra) и катодной (Rк) цепях, исходя из следующих соображений:

- Если анодный ток равен нулю, то напряжение на аноде лампы равно напряжению источника – Еа = 270 V.

- Если падение напряжения на лампе равно нулю, то ток через лампу ограничен величиной Еа/(Ra + Rк). При выбранном Ra = 120 кΩ и пренебрегая величиной Rк, получим приближённое значение ограничения тока = 270 / 120 = 2.25 mA. Мощность, выделяемая на резисторе Ra равна: Iа max2 х Ra = 0.002252 x 120000 = 0.61 W.

Пересечение линии анодной нагрузки с анодной характеристикой лампы при отсутствии сигнала на сетке (Uc=0) определяет анодный ток Iа(Uc=0) = 1.55 mA.

Рабочая точка (класс А) предполагает ток покоя лампы Iа0 равный половине анодного тока Iа(Uc=0). Таким образом: Iа0 = Iа(Uc=0) / 2 = 1.55 / 2 = 0.775 мА.

Линия тока холостого хода пересекает линию анодной нагрузки в точке "О", соответствующей напряжению смещения на сетке Uc0 = -2 V. Проекция точки "О" на ось напряжений определяет падение напряжения на лампе в режиме холостого хода (173 V).

Сопротивление автоматического смещения в катодной цепи лампы для создания напряжения смещения Uc0 = -2 V, Rк = Uc0 / Iа0 = 2 / 0.775 = 2.6 кΩ. (2.7 кΩ)

При этом напряжение на сетке Uc0 равно -2 V. Размах амплитуды неискажённого сигнала на сетке лампы: 0v … -2 v … -4v. Это следует из линейного характера линии автоматического смещения для этого интервала напряжений (см. рис. 26). Таким образом, на лампу можно будет подать сигнал не превышающий по амплитуде значение 2 V.

Для получения расчётной величины коэффициента усиления лампы необходимо определить сеточное сопротивление последующего каскада усиления Rс2, поскольку коэффициент усиления зависит от сопротивления анодной цепи, которое по переменному току оказывается соединённым параллельно сеточному сопротивлению последующего каскада (см. рис. 29). Таким образом на переменном токе анодное сопротивление Rа′ = Rа x Rс2 / (Rа + Rс2). Сеточным сопротивлением последующего каскада являются регуляторы тембра. Зависимость приведенного ко входу сопротивления регуляторов тембра изображена на рис. 24 и для частот 100 Гц, 1000 Гц и 15000 Гц (регуляторы тембра в среднем положении) составит соответственно 498 кΩ, 245 кΩ и 177 кΩ. Таким образом, приведенное анодное сопротивление для частот 100 Гц, 1000 Гц и 15000 Гц составит соответственно 96.7 кΩ, 80.5 кΩ и 71.5 кΩ.

Коэффициент усиления K = μ * Ra′ / (Ri + Ra′) и для частот 100 Гц, 1000 Гц и 15000 Гц составит соответственно:

K100 = 70 x 96.7 / (44 + 96.7) = 48.
K1000 = 70 x 80.5 / (44 + 80.5) = 45.
K15000 = 70 x 71.5 / (44 + 71.5) = 43.

Ёмкость конденсатора Ск, шунтирующего резистор автоматического смещения, должна быть больше, чем 1/(2 х π х fн х Rк). Для нижней воспроизводимой частоты 20 Гц, Ёмкость конденсатора Ск должна быть больше, чем 1/(2 х π х 20 х 2700) = 3 µF.

Ёмкость разделительного конденсатора Ср должна быть больше, чем 1 / (2 х π х fн х Rс2), т.е. больше, чем (для частоты 1000 Гц) 1 / (2 x π x 20 x 245000) = 0.033 µF.

Развязывающий фильтр по питанию:

Rф = 0.1Ra = 12 кΩ.

Мощность, выделяемая на этом резисторе P = Iа мах2 x Rф = 2.34 mA2 x 12 кΩ = 0.066 W.

Падение напряжения на этом резисторе в режиме холостого хода U = Iа0 x Rф = 0.775 mA x 12 кΩ = 9.3 V, при максимальной нагрузке U = Iа мах x Rф = 2.34 mA x 12 кΩ = 28 V.

Cф должен быть больше, чем 1/(2 x π x fн х Rф), где fн – нижняя воспроизводимая частота, т.е. больше, чем 1/(2 x π x 20 х 12000) = 0.66 µF.

Схема первого каскада предусилителя на триоде 6н9с приведена на рис. 27.

Схема первого каскада предусилителя на триоде 6н9с

Рис. 27. Схема первого каскада предусилителя на триоде 6н9с.

Местная обратная связь по току в каскаде предварительного усиления.

Рассмотрим реализацию местной обратной связи по току. Для этого достаточно не блокировать конденсатором резистор (или какую-то часть этого резистора - Rк2) автоматического смещения в цепи катода, как представлено на рис. 28.

Обратная связь по току в каскаде предварительного усиления

Рис. 28. Обратная связь по току в каскаде предварительного усиления.

Эквивалентные схемы каскада представлены на рис. 29.

Эквивалентная схема каскада с обратной связью по току

Рис. 29. Эквивалентная схема каскада с обратной связью по току.

Где:

Rа′ = Rа х Rc / (Rа + Rc) = 80.5 кΩ при частоте входного сигнала 1000 Hz,
Rк = Rк2 = 1.2 кΩ.

Коэффициент усиления без учёта обратной связи.

К = μ х Ra′ / (Ri + Ra′) = 70 х 80.5 / (44 + 80.5) = 45

Коэффициент усиления с учётом обратной связи.

Kос = μ х Ra′ / (Ri + Ra′ + Rк (μ + 1)) = 70 х 80.5 / (44 + 80.5 + 1.2 х (70 + 1)) = 27

Тогда:

Uвых = Uвх х K = 0.76 х 45 = 34.2 (измеренное = 29 V, похоже значение μ меньше 70).

Uвыхос = Uвх x Kос = 0.76 х 27 = 20.5 (измеренное = 17.8 V).

Глубина обратной связи (параметер "A") показывает во сколько раз обратная связь уменьшает усиление охваченных ею каскадов. Таким образом:

А = Uвых/Uвыхос = К / Kос = 1 + β х K = 1 + Rк (μ + 1) / (Ri + Ra′) = 1.66.

Коэффициент передачи цепи обратной связи (параметер "β").

β = Uос/Uвых = (A - 1) / K = (1.66 - 1) / 45 = 0.015.

Результаты измерений.

Uос = 0.26 V
Uвых без обратной связи = 29 V, отсюда K = 29 / 0.76 = 38.2
Uвых c обратной связью = 17.8 V, отсюда Kос = 17.8 / 0.76 = 23.4

А = Uвых/Uвыхос = 29/17.8 = 1.63

β = (A - 1) / K = (1.63 - 1) / 38.2 = 0.016

При расчёте усилительного каскада удобно по заданной глубине обратной связи "А" определить какую часть резистора автоматического смещения γ = Rк2/Rк необходимо оставить незашунтированным конденсатором.

Поскольку А = Uвых/Uвых ос = К / Kос = 1 + Rк2 х (μ + 1) / (Ri + Ra′) = 1 + γ х Rк х (μ + 1) / (Ri + Ra′)

где:

μ - коэффициент усиления лампы

γ = Rк2/Rк - отношение незашунтированной части сопротивления автоматического смещения к полному сопротивлению автоматического смещения Rк.

Rк - полное сопротивление автоматического смещения.

Ri - внутреннее сопротивление лампы

Ra′ = Rа * Rc / (Rа + Rc) - сопротивление анодной нагрузки

Таким образом:

γ = (A - 1) * (Ri + Rа х Rc / (Rа + Rc)) / ((μ + 1) х Rк).

АЧХ каскада с учётом и без учёта местной обратной связи по току представлена на рис. 30.

АЧХ каскада с учётом и без учёта местной обратной связи по току

Рис. 30. АЧХ каскада с учётом и без учёта местной обратной связи по току.

Номиналы деталей первого каскада предварительного усилителя (два канала).

детальописаниекол-во
16SL7GTДвойной триод 6SL72
2R-F12KРезистор металл-оксидный 12 кΩ 2.0 W2
3R-F120KРезистор металл-оксидный 120 кΩ 2.0 W2
4R-E1D2KРезистор металл-оксидный 1.2 кΩ 1.0 W2
5R-E1D5KРезистор металл-оксидный 1.5 кΩ 1.0 W2
6C-FT1-250Конденсатор металлизированный полипропиленовый 1.0 µF х 250 V2
7C-ET80-450-ILЭлектролитический конденсатор 80.0 µF х 450 V2
8C-SA250-25Электролитический конденсатор 250 µF х 25 V2

Второй каскад предварительного усилителя (см. рис. 31) аналогичен первому.

Схема второго каскада предусилителя на триоде 6н9с

Рис. 31. Схема второго каскада предусилителя на триоде 6н9с.

Номиналы деталей второго каскада предварительного усилителя (два канала).

детальописаниекол-во
1R-VA2X1MLПотенциометр линейный сдвоенный 1000 кΩ1
2R-M51KРезистор металл-оксидный 51 кΩ 0.5 W2
3R-F120KРезистор металл-оксидный 120 кΩ 2.0 W2
4R-E1D2KРезистор металл-оксидный 1.2 кΩ 1.0 W2
5R-E1D5KРезистор металл-оксидный 1.5 кΩ 1.0 W2
6C-FT1-250Конденсатор металлизированный полипропиленовый 1.0 µF х 250 V2
7C-SA250-25Электролитический конденсатор 250 µF х 25 V2

Схема предварительного усилителя представлена на рис. 32

Схема предварительного усилителя

Рис. 32. Схема предварительного усилителя.

Измерения соответствуют максимальному положению регулятора громкости и среднему положению регуляторов тембра. Цепь общей обратной связи (ОС) разомкнута.

Фазоинвертор

В качестве фазоинвертора выбрана самобалансирующаяся схема на двойном триоде 6н8с (6sn7), описанная в журнале "Радио" №1 за 1955 год, стр 24 - 27.

Данные лампы 6н8с
ПараметерЗначение
Напряжение накала6.3 ± 0.6 V
Ток накала600 ± 50 mA
Напряжение анода номинальное (постоянное)250 V
Напряжение анода предельное (постоянное)330 V
Напряжение сетки номинальное (постоянное)-8 V
Ток анода9.0 ± 3.5 mA
Наибольшая мощность, рассеиваемая на аноде триода2.75 W
Крутизна характеристики (S)2.6 ± 0.53 mA/V
Внутреннее сопротивление (Ri)7700 Ω
Коэффициент усиления (μ)20.5 ± 2.5
Наибольшее сопротивление в цепи первой сетки500 кΩ
Емкость входная первого триода2.8 pF
Емкость входная второго триода3.0 pF
Емкость выходная первого триода0.8 pF
Емкость выходная второго триода1.2 pF
Емкость проходная первого триода3.8 pF
Емкость проходная второго триода4.0 pF

Расчётная схема фазоинвертора представлена на рис. 33

Расчётная схема фазоинвертора

Рис. 33. Расчётная схема фазоинвертора.

Принцип работы фазоинверторного каскада.

Первый триод лампы работает как обычный усилитель с коэффициентом усиления К = U1/Uвх1. При этом на сопротивлении нагрузки Ra1 выделяется напряжение U1, которое через разделительный конденсатор Ср1 подаётся на сетку одной из ламп оконечного каскада. Второй триод лампы на сопротивлении нагрузки Ra2 выделяет напряжение U2, которое должно быть равно по амплитуде напряжению U1 но противоположное ему по фазе. Это напряжние через разделительный конденсатор Ср2 подаётся на сетку второй лампы оконечного каскада. Поскольку оба триода обладают примерно одинаковым коэффициентом усиления и U1 = U2 по амплитуде, примем анодные сопротивления одинаковыми: Ra1 = Ra2. При этом напряжение Uвх2, подаваемое на управляющую сетку второго триода, должно быть в К раз меньше напряжения U1. Отсюда рассчитывается делитель напряжения R1 – R3:

К = U1/Uвх1 = U2/Uвх2 = (R1 + R3)/ R3.

Сопротивление R2 выбирается таким, что R2 = R1 + R3.

Сопротивление R4 называется балансным и служит для уменьшения асиметрии напряжений U1 и U2. Оно выбирается обычно в диапазоне 0.1 ... 0.5 от R2.

Следует отметить, что цепочки сопротивлений R1-R3–R4 и R2–R4 являются сопротивлениями утечки сеток ламп оконечного каскада усилителя.

Рассмотрим, как осуществляется самобалансировка фазоинверторного каскада. Предположим вначале, что каскад строго симметричен. В этом случае, через резистор R4 протекают ответвлённые от анодов токи I1 и -I2, равные по величине и противоположные по фазе (а следовательно, и по направлению). Поэтому эти токи взаимно компенсируются и падение напряжения на резисторе R4 будет нулевым. Если же возникает асиметрия каскада и напряжение U1 станет больше напряжения U2, то ток I1 станет больше тока I2 и на резисторе R4 появится разностное напряжение ΔU = (|I1| - |I2|) х R4. Это разностное напряжение прибавится ко входному напряжению второго триода, снимаемому с резистора R3, поэтому выходное напряжение U2 вырастет – произойдёт балансировка каскада. Если же напряжение U1 станет меньше напряжения U2, то на резисторе R4 появится разностное напряжение –ΔU, которое вычтется из входного напряжения второго триода, снимаемого с резистора R3, поэтому выходное напряжение U2 уменьшится и снова произойдёт балансировка каскада.

Соображения по поводу конденсатора, шунтирующего резистор автоматического смещения.

Поскольку переменные составляющие анодных токов лампы, проходящие через резистор автоматического смещения, противоположны по фазе, то в случае симметричности каскада они окажутся скомпенсированными и шунтирующий конденсатор не нужен. Если же имеет место быть асиметрия каскада, то на резисторе автоматического смещения появится переменное напряжение, возникающее вследствие разности токов, протекающих через этот резистор. Это напряжение окажется приложенным к сеткам триодов, причём для триода, чей ток был больше, это напряжение увеличит наряжение сеточного смещения и «призакроет» лампу, а для триода, чей ток был меньше, это напряжение уменьшит наряжение сеточного смещения и "приоткроет" лампу. Таким образом, полученная обратная связь помогает восстановить баланс каскада и подавлять её шунтирующим конденсатором не нужно.

Можно попробовать завести отрицательную обратную связь в катодную цепь первого триода. В этом случае, к катодам ламп должны быть подключены собственные катодные резисторы - Rк1 и Rк2 в данном случае должно иметь сопротивление примерно 2 кΩ, общий резистор Rк - 300 Ω.

Графический анализ усилительного каскада на триоде 6н8с (см. рис. 34.)

Графический анализ усилительного каскада на триоде 6н8с

Рис. 34. Графический анализ усилительного каскада на триоде 6н8с.

Расчёт фазоинверторного каскада на триоде 6н8с.

Левая половина триода фазоинверторного каскада работает как обычный усилитель класса "А".

Построим линию анодной нагрузки для постоянного тока, определяющую разделение анодного напряжения между лампой (Ri) и сопротивлениями в анодной (Ra) и катодной (Rк) цепях, исходя из следующих соображений:

- Если анодный ток равен нулю, то напряжение на аноде лампы равно напряжению источника – Еа = 280 V.

- Если падение напряжения на лампе равно нулю, то ток через лампу ограничен величиной Еа/(Ra + Rк). При выбранном Ra = 100 кΩ и пренебрегая величиной Rк, получим приближённое значение ограничения тока = 280 / 100 = 2.8 mA. Мощность, выделяемая на резисторе Ra равна: Iа max2 х Ra = 0.00282 x 100000 = 0.78 W.

Пересечение линии анодной нагрузки с анодной характеристикой лампы при отсутствии сигнала на сетке (Uc=0) определяет анодный ток Iа(Uc=0) = 2.5 mA.

Рабочая точка (класс А) предполагает ток покоя лампы Iа0 равный половине анодного тока Iа(Uc=0). Таким образом: Iа0 = Iа(Uc=0) / 2 = 2.5 / 2 = 1.25 мА.

Линия тока холостого хода пересекает линию анодной нагрузки в точке "О", соответствующей напряжению смещения на сетке Uc0 = -8 V. Проекция точки "О" на ось напряжений определяет падение напряжения на лампе в режиме холостого хода (165 V).

Сопротивление автоматического смещения в катодной цепи лампы для создания напряжения смещения Uc0 = -8 V, Rк = Uc0 / Iа0 = 8 / 1.25 = 6.4 кΩ.

При этом непосредственно к катоду лампы подключим резистор 1.5 кΩ. Оставшееся сопротивление (6.4 - 1.5 = 4.9) будет общим для триодов фазоинвертора, при условии одинаковых анодных токов и положения рабочей точки, величина общего катодного сопротивления должна быть половина от оставшегося, т.е. 4.9 / 2 = 2.45 кΩ (2.4 кΩ).

При этом напряжение на сетке Uc0 равно -8 V. Размах амплитуды неискажённого сигнала на сетке лампы: 0v ... -8v ... -16v. Это следует из линейного характера линии автоматического смещения для этого интервала напряжений (см. рис. 34). Таким образом, на лампу можно будет подать сигнал не превышающий по амплитуде значение 8 V.

Поскольку сеточное сопротивление последующего усилительного каскада Rс2 = R2 + R4 не зависит от частоты усиливаемого сигнала, то на переменном токе анодное сопротивление Rа′ = Rа x Rс2 / (Rа + Rс2) = 100 х (240 + 51) / (100 + 240 + 51) = 74.4 кΩ (см. расчёт балансировочных сопротивлений).

Коэффициент усиления K = μ х Ra′ / (Ri + Ra′) = 20.5 х 74.4 / (7.7 + 74.4) = 18.6.

Ёмкость конденсатора Ск, шунтирующего резистор автоматического смещения, должна быть больше, чем 1/(2 х π х fн х Rк). Для нижней воспроизводимой частоты 20 Гц, Ёмкость конденсатора Ск должна быть больше, чем 1/(2 х π х 20 х 6400) = 1.3 µF.

Ёмкость разделительного конденсатора Ср должна быть больше, чем 1 / (2 х π х fн х Rс2), т.е. больше, чем 1 / (2 x π x 20 x 29100) = 0.027 µF.

Анодное сопротивление и сопротивление автоматического смещения в цепи катода второй половины триода имеют такие же значения, как и для первой.

Расчёт балансировочных сопротивлений.

Задаёмся сопротивлением R2 (сопротивление утечки сетки лампы выходного каскада) = 240 кΩ. Следовательно, величина R1 + R3 также будет равна 240 кΩ.

Примем R4 = 0.2 х R2 = 0.2 х 240 = 48 кΩ (51 кΩ).

Поскольку Ra′ = (Ra х (R2 + R4) / (Ra + R2 + R4), то сопротивление нагрузки по переменному току Ra' будет равно: 100 х 291 / (100 + 291) = 74.4 кΩ.

Минимальный расчётный коэффициент усиления K = μмин х Ra′ / (Ri + Ra′) = (20.5 - 2.5) х 74.4 / (7.7 + 74.4) = 16.

Это теоретически возможный коэффициент усиления. Реальные значения К должны быть не более μ x (0.85 … 0.95), т.е. 16 x (0.85 … 0.95) = 14.

Поскольку R2 = R1 + R3, и R3 = R2 / K (это следует из того, что К = (R1 + R3) / R3 = R2 / R3), то R3 = 240 / 14 = 17 кΩ (20 кΩ).

Тогда R1 = R2 - R3 = 240 – 15 = 225 кΩ (220 кΩ).

Схема фазоинверторного каскада на триоде 6н8с приведена на рис. 35.

Схема фазоинверторного каскада  на триоде 6н8с

Рис. 35. Схема фазоинверторного каскада на триоде 6н8с.

Номиналы деталей фазоинвертора (два канала).

детальописаниекол-во
16SN7GTДвойной триод 6SN72
2R-F100KРезистор металл-оксидный 100 кΩ 2.0 W4
3R-E1D5KРезистор металл-оксидный 1.5 кΩ 1.0 W4
4R-E2D4KРезистор металл-оксидный 2.4 кΩ 1.0 W2
5R-M240KРезистор металлоплёночный 240 кΩ 0.5 W2
6R-M220KРезистор металлоплёночный 220 кΩ 0.5 W2
7R-M51KРезистор металлоплёночный 510 кΩ 0.5 W2
8R-M20KРезистор металлоплёночный 20 кΩ 0.5 W2
9C-FT1-250Конденсатор металлизированный полипропиленовый 1.0 µF х 250 V4

Усилитель мощности (выходной каскад)

Выходной каскад представляет из себя двухтактную схему на лампах 6п3с в ультралинейном включении, используемый трансформатор - T1620 фирмы Хаммонд.

Схема выходного каскада на тетродах 6п3с (см. рис. 38.)

Схема выходного каскада

Измерения соответствуют режиму холостого хода.

Рис. 38. Схема выходного каскада.

Соображения по поводу двухтактного выходного каскада.

1. Выходные лампы склонны к появлению термотоков в цепях управляющих и экранирующих сеток. Поэтому сопротивление утечки, соединяющее управляющую сетку с общей шиной, не должно превышать 470 кΩ. По этой же причине рекомендуется подключать экранирующую сетку к отводу обмтки трансформатора через резистор 500 Ω - 3.3 кΩ (1 W), который можно зашунтировать на землю конденсатором, ёмкостью 1 ... 5 µF с рабочим напряжением 250 V, или электролитом, ёмкостью 10 ...30 µF с рабочим напряжением 250 V. Плюс электролита подключают к отводу первичной обмотки звукового трансформатора.

2. Кроме этого, к лампам, склонным к появлению термотоков, не рекомендуется применять фиксированное смещение от источника отрицательного напряжения (высокое выходное сопротивление источника питания?).

3. Роль конденсатора, шунтирующего резистор автоматического смещения в цепи катода заключается в том, чтобы оказывая малое сопротивление по переменному току, шунтировать переменную составляющую анодного тока на землю. Если шунтирующий конденсатор отсутствует, то переменная составляющая анодного тока проходящая через резистор автоматического смещения приведёт к появлению местной отрицательной обратной связи по току. Это приводит к уменьшению усиления каскада, но с другой стороны, как и всякая отрицательная обратная связь, она приведёт к снижению нелинейных искажений каскада и уменьшению неравномерности частотной характеристики.

Если по каким-то причинам наличие такой отрицательной обратной связи нежелательно, то резистор автоматического смещения шунтируется электролитическим конденсатором, ёмкость которого выбирается из следующих соображений: ёмкость должна быть настолько большой, чтобы конденсатор не представлял сколь либо существенного сопротивления токам самых низких частот, усиливаемых лампой. Таким образом, выбрав нижнюю рабочую частоту f, определяют постоянную времени звена RкCк = 1/f. Отсюда Cк должен быть больше или равен 1/(f x Rк).

Для нижней рабочей частоты 20 Гц, Cк должен быть больше или равен 1/(20 x 460) = 108 µF.

Шунтировав ёмкостью только часть катодного резистора можно добиться регулирования степени воздействия местной отрицательной обратной связи. Заодно, можно и выровнять токи выходных ламп (см. рис. 38.).

Катодные цепи выходного каскада

Рис. 39. Катодные цепи выходного каскада.

Номиналы деталей выходного каскада (два канала).

детальописаниекол-во
1T1620Пушпульный выходной трансформатор с ультралинейным включением обмоток 20W2
26L6GCЛучевой тетрод 6L64
3R-V5W-100LПроволочный линейный потенциометер, 100Ω 5W4
4C-ET220-50Электролитический конденсатор 220 µF х 50V4
5R-F1D5KРезистор металл-оксидный 1.5 кΩ 2.0 W4
6R-F2D4KРезистор металл-оксидный 2.4 кΩ 2.0 W4
7R-F82Резистор металл-оксидный 82 Ω 2.0 W2

Обратная связь.

Усилитель охвачен общей обратной связью, как показано на рис. 40.

Обратная связь в усилителе

Рис. 40. Обратная связь в усилителе.

Источник питания.

Источник питания обеспечивает выпрямленное анодное напряжение и напряжение питания накалов ламп. Выпрямитель собран на кенотронах 5ц4с по двухполупериодной схеме (см. рис. 41.). Питание накалов ламп осуществляется напряжением 6.3 V переменного тока.

Источник питания

Рис. 41. Источник питания.

Данные лампы 5ц4с
ПараметерЗначение
Напряжение накала5.0 ± 0.5 V
Ток накала2000 ± 200 mA
Падение напряжения на аноде номинальное (постоянное)50 V
Ток анода номинальный выпрямленный120 mA
Напряжение анода обратное предельное1350 V

Выпрямленное напряжение без нагрузки - Ep(Ip = 0) = 300 V x SQRT(2) = 424 V.

Выпрямленное напряжение при нагрузке - Ep(Ip = 130 mA) = (300 V - 50 V) x SQRT(2) = 354 V.

Резистор R3 = (Ea1 - Ea2) / Ia23 = (340 - 290) / 0.01 = 5000 Ω (5.1 кΩ).

Мощность, выделяемая на резисторе R3: PR3 = (Ea1 - Ea2) x Ia23 = (340 - 290) x 0.01 = 0.5 W.

Резистор R5 = (Ea2 - Ea3) / Ia3 = (290 - 285) / 0.003 = 1666 Ω (1.5 кΩ).

Мощность, выделяемая на резисторе R5: PR5 = (Ea2 - Ea3) x Ia3 = (290 - 285) x 0.003 = 0.015 W.

Номиналы деталей источника питания.

детальописаниекол-во
1T372JXТрансформатор питания 300-0-300 V, 250 mA1
2T193LДроссель 5 H, 300 mA1
3T-5V4GКенотрон (аналог 5ц4с)2
4C-ET47-500-FTЭлектролитический конденсатор 47 µF х 500V1
5C-EC250-500Электролитический конденсатор 250 µF х 500V1
6C-ET80-450-ILЭлектролитический конденсатор 80.0 µF х 450 V2
7C-FSD022-1000Конденсатор метализированный полипропиленовый 0.022 µF х 1000 V4
8C-FSD47-630Конденсатор метализированный полипропиленовый 0.47 µF х 630 V1
9R-F510KРезистор металл-оксидный 510 кΩ 2.0 W4
10R-F5D1KРезистор металл-оксидный 5.1 кΩ 2.0 W1
11R-F1D5KРезистор металл-оксидный 1.5 кΩ 2.0 W1

Соображения по поводу выпрямителя.

1. Аноды кенотронов шунтированы конденсаторами по 0.022 мкФ. Конденсаторы расположены непосредственно на ламповых панельках.

2. Большие ёмкости конденсаторов фильтра неизбежно гарантируют повышенные токи утечки и, как следствие, генерирование шума в анодном напряжении. Обычно ток утечки электролитического конденсатора при номинальных эксплуатационных условиях составляет 0.025 ... 0.05 мА/мкФ (по справочнику 1956 г.). При повышении температуры конденсатора ток утечки возрастает и конденсатор начинает сильнее шуметь. Вполне возможно, что придётся отказаться от конденсаторов большой ёмкости в ущерб качеству фльтрации.

3. Можно попробовать зашунтировать электролитические конденсаторы керамическими конденсаторами малой ёмкости (10 pF) на рабочее напряжение, не менее 450 V.

4. Если вход и выход дросселя фильтра шунтировать конденсатором, то получится паралельный резонансный контур (резонанс токов), имеющий для резонансной частоты максимальное сопротивление. Такой контур можно рассчитать для резонансной частоты 100 Hz исходя из следующего условия:

YC = YL (где Y - проводимость) откуда ωC = 1/ωL, откуда ω = 1/SQRT(LC). При том, что ω = 2 x π x f, получаем f100 Hz = 1/(2 x π х SQRT(LC)). Для индуктивности дросселя 5 H значение шунтирующей ёмкости будет равным: Cш = 1/(L x (2 x π x f)2) = 0.5 µF.

5. Ёмкость конденсаторов С3 и C4 должна быть не менее 80 µF.

6. Все электролитические конденсаторы шунтированы резисторами 510 кΩ мощностью 2 W.

Конструкция усилителя.

Расположение компонентов усилителя представлено на рис. 42 и рис. 43.

Усилитель. Вид сверху

Рис. 42. Усилитель. Вид сверху.

Усилитель. Вид спереди

Рис. 43. Усилитель. Вид спереди.

Перечень деталей конструкции усилителя.

детальописаниекол-во
1P-H1441-29BK3Шасси 305 x 254 x 51 mm (12" x 10" x 2") воронённая сталь1
2P-H1431-29BK3Kрышка 305 x 254 mm (12" x 10") воронённая сталь - на перегородки1
3P-H1434-29Kрышка 305 x 254 mm (12" x 10") алюминий1
4P-ST8-8078-штырьковые разъёмы для ламп10
5S-H122Крепление для электролитических конденсаторов Ø3.5 мм2
6P-H9107Ножки под шасси4
7P-H495Выключатель питания1
8P-SP2-500Разъём напряжения питания с предохранителем в сборе1
9P-SP2-500Разъём напряжения питания с предохранителем в сборе1
10P-0802HМонтажная панелька 8 лепестков5
11P-0401HМонтажная панелька 4 лепестка16
12S-H267BАудио разъём RCA (чёрный)3
13S-H267RАудио разъём RCA (красный)3
14S-H505Стерео вход / выход под наушники 75 Ω2
15P-K313Ручки регулировочные4

Внешний вид усилителя.

Внешний вид усилителя представлен на рис. 44 и рис. 45.

Внешний вид усилителя (вид спереди)

Рис. 44. Внешний вид усилителя (вид спереди).

Внешний вид усилителя (вид сзади)

Рис. 45. Внешний вид усилителя (вид сзади).

Примечание. Усилитель сфотографирован с выходными трансформаторами Т1609 а не Т1620, требующимися по расчёту


 
 Дмитрий Люмет5 Июня 2011г 
Вернуться на главную страницу